祝 毅，鄭 斌，曾令昕，劉明凱，高 波，嚴 強
（中國星網(wǎng)網(wǎng)絡應用有限公司，重慶 401120）
0 引言
過去的一年，衛(wèi)星互聯(lián)網(wǎng)的發(fā)展如火如荼，國外幾個星座項目取得了重大進展。Starlink 繼續(xù)擴大其星座的規(guī)模，在軌的衛(wèi)星數(shù)量已經(jīng)超過3 000 顆，除提供消費級服務外，其業(yè)務模式還擴展到海事和企業(yè)服務。此外，Oneweb 星座衛(wèi)星的數(shù)量也達到了462 顆，其在幾個關(guān)鍵市場都取得了進展。歐盟于2022 年宣布了一項60 億歐元的低軌通信星座計劃，而中國更是通過了一系列法律、法規(guī)支持民營企業(yè)建造低軌通信衛(wèi)星。衛(wèi)星、電信服務和智能手機行業(yè)都朝著正確的方向邁出了一大步。更具有影響力的是，蘋果公司在2022 年9 月的iPhone 14 發(fā)布會上宣布，該手機可與Globalstar 衛(wèi)星連接，初期可用于緊急求救消息的發(fā)送。SpaceX 和T-mobile也宣布了衛(wèi)星直接與手持通信設備的合作。華為宣布其Mate50 智能手機將能夠使用中國北斗衛(wèi)星導航發(fā)送短報文，后續(xù)將進一步支持短語音通話。這些領(lǐng)域中不斷出現(xiàn)的技術(shù)突破在衛(wèi)星移動通信業(yè)界掀起了新的熱潮[1]。
衛(wèi)星移動通信領(lǐng)域的專業(yè)技術(shù)包含廣泛，涉及衛(wèi)星、運營以及終端等各個環(huán)節(jié)。從通信、網(wǎng)絡到終端設備都有巨大的研究空間。其中，終端基帶處理作為衛(wèi)星通信終端的核心能力，更是承載著衛(wèi)星移動通信端測發(fā)展的重任，是實現(xiàn)衛(wèi)星移動通信商業(yè)化發(fā)展必須突破的重要技術(shù)方向。當前國外的衛(wèi)星終端基帶公開資料較少，但從零星的報道和其終端的商業(yè)化程度來看，其技術(shù)成熟度已達到較高水平。伴隨著天通衛(wèi)星通信系統(tǒng)的發(fā)展，國內(nèi)的衛(wèi)星終端基帶也積累了一定的技術(shù)成果[2]。但是隨著衛(wèi)星體制的發(fā)展演進變化，終端面臨著多體制、多載波的更高更強的處理要求，因此對終端基帶的設計也帶來了挑戰(zhàn)。對于基帶處理而言，要解決多種體制信號的兼容性接收，就必須要具備靈活可配置的數(shù)字前端。數(shù)字前端作為模擬域與基帶處理之間的橋梁，是軟件無線電體系架構(gòu)下基帶處理不可或缺的一部分。數(shù)字前端的主要任務是負責數(shù)模轉(zhuǎn)換后的采樣率變換、數(shù)字上下變頻、數(shù)字濾波等功能。同時還要考慮并行載波的聚合分離，就必須要具備并行處理能力。除此之外，還要兼顧基帶處理資源對于功耗和面積的影響因素，這就對數(shù)字前端整體的設計有了更多的細節(jié)要求，因此對前端鏈路中的每一個模塊都需要精心考慮。
1 基帶處理介紹
基帶處理是整個移動衛(wèi)星通信上最核心的部分，可以用來發(fā)射合成以后的基帶信號，或者對接收來自空口的基帶信號進行解調(diào)譯碼。如圖1 所示，數(shù)字接收機基帶處理一般包含多個功能組成，如數(shù)字前端、時頻同步、解交織、解擾/信道編譯碼等[3]。數(shù)字前端在模數(shù)轉(zhuǎn)換后的第一步是完成信號的子載波分離，是保證信號質(zhì)量的關(guān)鍵環(huán)節(jié)，一般以硬件實現(xiàn)，軟件實現(xiàn)往往無法滿足實時性的要求。時頻同步需要用到信號估計等實現(xiàn)時間和頻率的糾正，但是其算法復雜度高且變化較多，因此通常軟硬件結(jié)合。信道編譯碼一般為通信中計算要求較高的部分，如Turbo 譯碼、低密度奇偶校驗碼（Low Density Parity Check Code，LDPC）譯碼，所以需要以硬件的方式來提高處理效率[4]。其他的交織和擾碼等計算均有標準的格式，復雜度也不高，所以在實際工程中也比較容易實現(xiàn)。
圖1 基帶處理過程
針對當前衛(wèi)星移動通信系統(tǒng)不同體制的兼容性問題，同時為了拓展收發(fā)設備的通信場景和通信能力，在基帶處理設計時做出了一定的改進，以便未來適應多模多制式的應用[5]。后文將重點闡述基帶處理中數(shù)字前端（Digital Front-End，DFE）的詳細設計和仿真研究內(nèi)容。
2 數(shù)字前端設計
2.1 DFE 收發(fā)鏈路組成
DFE 作為衛(wèi)星終端基帶處理的重要組成之一，可以提高數(shù)據(jù)的處理效率，降低信號處理的時延。DFE 主要實現(xiàn)濾波、混頻、抽取等功能，從而把數(shù)據(jù)的采樣率降低到較低水平，以便處理核心進行軟件處理。因此，在設計時，要綜合考慮入口數(shù)據(jù)速率、系統(tǒng)帶寬、信號帶寬和實際應用等因素。
DFE 包含接收和發(fā)送兩條主要的信號處理鏈路。其中接收鏈路對入口的采樣數(shù)據(jù)經(jīng)過直流矯正、數(shù)字下變頻、積分梳狀（Cascaded Integrator-Comb，CIC）抽取濾波、后級有限沖激響應（Finite Impulse Response，F(xiàn)IR）數(shù)字濾波、同相正交（In-phase and Quadrature-phase，IQ）矯正、匹配濾波等處理變?yōu)檩^低采樣率的數(shù)據(jù)。接收鏈路采用“N+1”的結(jié)構(gòu)，包括一路單載波和擴頻復合處理分支，另外N路分支完成多路載波分離的功能。發(fā)送鏈路有成型濾波、二級濾波、CIC 內(nèi)插、上混頻、IQ 校正等功能，發(fā)送鏈路需要完成多路載波聚合處理，還需要具備單載波處理能力[6]。DFE 中的各級模塊都具有可變配置參數(shù)，通過總線完成對應的參數(shù)配置，實現(xiàn)對應物理層波形的收發(fā)功能。
如圖2 所示為基帶處理的多通道DFE 接收鏈路設計，圖中包含多通道的部分和單通道的部分，這兩種部分可以切換，通過寄存器配置參數(shù)選通其中一路。多通道部分可以完成多個子載波等不同組合情況下的載波分離處理，其中各個通道的參數(shù)可以單獨配置，也可以關(guān)斷，通道之間組合方式靈活多變，處理結(jié)果和過程保持高度一致性。單通道部分僅含處理單個載波的各個資源子模塊，針對低速單載波和高速的擴頻模式進行了兼容性考慮，擴大了參數(shù)配置和處理能力范圍。所有接收鏈路中的子模塊均具備旁路功能，即設置相應的旁路寄存器就可以使信號數(shù)據(jù)不經(jīng)過當前子模塊的處理，直通到下一級子模塊。
圖2 DFE 接收鏈路設計
如圖3 所示為基帶處理的多通道DFE 發(fā)送鏈路設計框圖。與接收鏈路類似，發(fā)送鏈路也包含多通道部分和單通道部分，不同在于信號處理流向相反。接收是處理來自射頻接口的數(shù)據(jù)，并將輸出通過直接存儲訪問（Direct Memory Access，DMA）搬移到內(nèi)存。發(fā)送是通過DMA 反向搬移數(shù)據(jù)到模塊處理，最后從射頻接口輸出。發(fā)送鏈路的多通道輸出，最后通過合并模塊將數(shù)據(jù)合并以后送往射頻接口，各個通道也是獨立參數(shù)配置和獨立工作。單載波通道更加簡化，省去了一級濾波，優(yōu)化了鏈路資源消耗，參數(shù)也可以靈活配置。
圖3 DFE 發(fā)送鏈路設計
2.2 FIR 濾波器
數(shù)字FIR 濾波器被經(jīng)常用于前端處理，用于改善信號的質(zhì)量。對應信號速率的改變，接收需要進行抽取濾波，發(fā)送需要進行內(nèi)插濾波，抽取和內(nèi)插因子的設置范圍要足夠覆蓋寬窄帶波形。此外，通常在一個鏈路設計中需要放入多級濾波結(jié)構(gòu)，濾波器的階數(shù)可以根據(jù)物理層波形設計，但需要盡可能壓低濾波器階數(shù)，從而降低資源消耗。傳統(tǒng)的FIR直接型濾波結(jié)構(gòu)在計算時，其參與的乘法器和加法器個數(shù)與濾波器階數(shù)有關(guān)，階數(shù)越高消耗的乘法和加法越多。在實際工程中，為了降低資源消耗，可以采取一些設計技巧，利用高速率時鐘，以時間換取空間的做法，結(jié)合選通器，利用單個乘法和加法就可以實現(xiàn)濾波器的完整運算。如圖4 所示，d為串行數(shù)據(jù)流，p為濾波器系數(shù)，sum為求和結(jié)果。分別選擇濾波系數(shù)和串行數(shù)據(jù)，依次進行相加相乘，乘法結(jié)果再進行累加求和，最終輸出一個濾波結(jié)果。如此結(jié)構(gòu)的濾波器消耗的資源可以降低很多。
圖4 FIR 濾波簡化計算模型
2.3 數(shù)字混頻器
數(shù)字混頻器一般用于頻譜搬移，在信號接收過程中，將低中頻的數(shù)字信號變到零頻，在發(fā)送的過程中，把零頻信號搬到目標頻點上。一般傳統(tǒng)的做法是將信號與本地載波相乘，這樣就需要產(chǎn)生本地載波，不僅需要消耗乘法器資源，還需要占用較大空間的存儲資源。這里借助坐標數(shù)字旋轉(zhuǎn)計算（Coordinate Rotation Digital Computer，CORDIC）的思想，對要混頻的每個復信號采樣點進行旋轉(zhuǎn)，旋轉(zhuǎn)角度按照頻率控制字累加。頻率控制字的計算方式如下[7]：
式中：f0為混頻目標頻率；fs為信號采樣率；N為頻率分辨位寬；Δ為頻率控制字。
而在使用CORDIC 算法計算時，相位控制字隨著采樣數(shù)據(jù)逐點計算不斷累加，在累加過程中，由于定點化位寬限制，累加值在溢出后自動補償?shù)叫碌南辔豢刂浦担缓竺恳粋�復信號點就會以對應的θ(n)進行旋轉(zhuǎn)，其計算公式如下：
式中：θ(n)為第n個點需要旋轉(zhuǎn)相位；θ0為初始相位一般為0；Mod 為取模操作。
計算出相位以后，就可以使用CORDIC 迭代算法將矢量旋轉(zhuǎn)到某個角度目標[8]。那么旋轉(zhuǎn)矩陣可以表示為：
式中：Rn(θ)為旋轉(zhuǎn)矩陣；θn為旋轉(zhuǎn)相位。
為了便于硬件處理，通過以下三角恒等式等效轉(zhuǎn)換。
通過限制tan(θn)=2-n，當其為2 的冪次方后，在硬件上就是簡單的移位操作。通過這種限制，在硬件上基本就不需要任何資源的結(jié)構(gòu)，這對于工程實現(xiàn)來說是一個巨大的優(yōu)點。同時由于又受限于旋轉(zhuǎn)角度，為了實現(xiàn)任意角度，就不得不實現(xiàn)多次旋轉(zhuǎn)迭代，最終趨近于目標值。旋轉(zhuǎn)過程中還要注意區(qū)分是正向還是逆向的旋轉(zhuǎn)。這樣的操作概括為：
式中：xi-1，yi-1為前一次旋轉(zhuǎn)后的復信號實部和虛部；Ki為增益因子；σi為正負1 代表旋轉(zhuǎn)方向。
在模塊處理初始時需要對增益因子進行補償，迭代多次增益趨近于一個穩(wěn)定值。那么補償值為該近似趨近值[9]。求極限如下式：
一般工程上，要達到較好的精度要求，通常要求迭代14 次以上�；祛l器的輸入信號幅度也需要控制在較好的線性范圍內(nèi)，信號太小則量化誤差 較大。
2.4 積分梳狀線濾波器
CIC 濾波器已經(jīng)應用較多，一般在信號帶寬比較寬、采樣抽取或內(nèi)插倍數(shù)比較高的時候，F(xiàn)IR 濾波器的使用性價比就不是特別高了，所以選用CIC來實現(xiàn)高倍數(shù)的采樣率變換可以有效降低資源，減小電路面積。
對于CIC 濾波器的設計，主要關(guān)注抽取和內(nèi)插因子、濾波級聯(lián)數(shù)、延時因子這幾個指標。由積分器和差分器級聯(lián)的傳遞函數(shù)[10]表示為：
式中：N為濾波器級聯(lián)階數(shù)；D為抽取因子；M為延時因子，一般為1 或2，通常選1。
隨著CIC 級數(shù)的增加，其阻帶衰減也會增加，帶內(nèi)衰減也伴隨著增加。因此，在多級級聯(lián)時，為了獲得良好的通帶平坦特性，一般設計CIC 濾波器的級數(shù)不超過5 級。另外，考慮到實際使用上的靈活性，CIC 濾波器的級數(shù)為4 級或5 級可選擇。抽取和內(nèi)插因子也設計為1～256 可配置。
在CIC 的計算過程中，會產(chǎn)生位寬擴展，使輸入信號有增益。位寬擴展計算如下：
式中：Bin為輸入數(shù)據(jù)位寬；Bout為輸出數(shù)據(jù)位寬；為向上取整。
CIC 的中間過程為了適應全動態(tài)范圍，需要保持最大擴展位寬精度計算，在輸出結(jié)果時根據(jù)抽取或內(nèi)插因子截位。例如位寬[B:0]截取n位，那么輸出[B:n]+[n-1]作為最終輸出結(jié)果，這樣的截位方式與四舍五入nearest()函數(shù)等效。
2.5 增益控制模塊
數(shù)字增益控制（Digital Gain Control，DGC）是保證數(shù)字前端信號收發(fā)幅度可控的關(guān)鍵模塊。使得信號能夠按照預定幅度要求發(fā)送至天線，接收信號在基帶達到預定范圍便于后級運算處理。這里采用開環(huán)方式，由總線配置寄存器增益值和截位參數(shù)，通過乘法和移位計算以達到目標增益精度的要求。具體計算公式如下：
式中：x(n)為輸入信號；y(n)為輸出信號；G為增益 值；A為寄存器配置增益參數(shù)；i為移位位數(shù)。
在實際計算過程中，參數(shù)配置的增益值只會近似目標增益值，在工程上達到可接受的誤差范圍 即可。
2.6 IQ 矯正模塊
在實際應用過程中，由于受器件工藝的限制，在同相支路和正交支路上的濾波器、混頻器等模擬器件無法保證一致性。進而導致I 路和Q 路信號相應存在一定的差異，主要表現(xiàn)為鏡像頻譜分量、星座點失衡、信號嚴重失真，使整個通信系統(tǒng)的動態(tài)范圍和靈敏度下降。
為了解決上述問題，專門設計了IQ 矯正模塊，通過配置矯正因子來糾正IQ 不平衡的問題。首先提前估計出幅度和相位不平衡參數(shù)[11]：
式中：yI(n)，yQ(n)為同相和正交分路的采樣信號；α為幅度矯正因子；φ為相位矯正因子。
上述矯正因子在提前估算出以后，通過寄存器的方式寫入配置參數(shù)。為了減少在硬件上實現(xiàn)三角函數(shù)的運算，可以對矯正因子計算以后整體配置乘法項。
2.7 直流矯正模塊
由于器件工藝、本振泄露、天線、溫度等多種因素都會導致零中頻接收機產(chǎn)生直流偏置，所以在接收處理支路上需要進行直流矯正。工程實現(xiàn)時，利用信號的統(tǒng)計特性對其直流偏置值進行估計，I、Q 兩路的直流偏置估計值[12]為：
在得到直流估計值以后，通過矯正公式扣減直流分量。在實際工程中，可以提前根據(jù)電路啟動估計流程，采樣底噪作為樣本，然后把提前估計值存儲在寄存器里，作為后續(xù)空口收發(fā)的矯正值。也可以用軟件控制實時矯正。
式中：IDC(n)，QDC(n)為矯正以后的同相和正交支路采樣信號。
3 鏈路參數(shù)仿真
基于前述的DFE 收發(fā)鏈路設計，配置不同載波場景進行鏈路參數(shù)仿真，包含收發(fā)通道的幅頻響應以及收發(fā)信號的誤差向量幅度（Error Vector Magnitude，EVM）評估。
3.1 發(fā)送鏈路仿真
配置場景1：單載波發(fā)射通道，輸入符號速率Rd1，輸出信號采樣率fs1，滿足fs1=4Rd1關(guān)系。
配置場景2：多載波發(fā)射通道，輸入符號速率Rd2，輸出信號采樣率fs2，滿足fs2=256Rd2關(guān)系。
配置場景3：多載波發(fā)射通道，輸入符號速率Rd3，輸出信號采樣率fs3，滿足fs3=1 280Rd3關(guān)系。
以上仿真場景分別如圖5、圖6、圖7 所示，表示不同發(fā)送場景下的通道幅頻響應，可以發(fā)現(xiàn)通道的通帶和阻帶指標都比較優(yōu)，定點算法的性能與浮點接近，完全可以硬件實現(xiàn)。
圖5 發(fā)送場景1 的定點幅頻響應
圖6 發(fā)送場景2 的定點幅頻響應
圖7 發(fā)送場景3 的定點幅頻響應
再對比發(fā)送通道不同場景下的EVM，信號調(diào)制方式采用正交相移鍵控（Quadrature Phase Shift Keying，QPSK），鏈路中節(jié)點仿真結(jié)果如表1 所示。
表1 發(fā)送鏈路EVM 仿真結(jié)果/%
從表1 可以看出，定點算法鏈路的EVM 性能接近浮點，誤差在0.01 左右。
3.2 接收鏈路仿真
同樣針對接收通道也做了同類場景的仿真。如圖8、圖9、圖10 所示，分別為以下3 種場景的幅頻響應。其性能與浮點一致，響應特性曲線的性能 較好。
圖8 接收場景1 的定點幅頻響應
圖9 接收場景2 的定點幅頻響應
圖10 接收場景3 的定點幅頻響應
配置場景1：單載波接收通道，輸出符號速率Rd1，輸入信號采樣率fs1，滿足fs1=4Rd1關(guān)系。
配置場景2：多載波接收通道，輸出符號速率Rd2，輸入信號采樣率fs2，滿足fs2=256Rd2關(guān)系。
配置場景3：多載波接收通道，輸出符號速率Rd3，輸入信號采樣率fs3，滿足fs3=1 280Rd3關(guān)系。
接收通道不同場景下的EVM，信號調(diào)制方式采用正交相移鍵控QPSK，仿真結(jié)果如表2 所示。
表2 接收鏈路EVM 仿真結(jié)果/%
4 結(jié)語
根據(jù)衛(wèi)星移動通信發(fā)展對基帶處理多體制多載波的傳輸要求，設計了一種“N+1”的數(shù)字前端融合收發(fā)鏈路。分析和闡述了鏈路中各個主要模塊的數(shù)學原理和優(yōu)化設計，極大地降低了其在數(shù)字基帶設計中的資源消耗，在工程設計中結(jié)合電源控制技術(shù)進一步降低模塊功耗。該數(shù)字前端鏈路結(jié)構(gòu)具備靈活多變的可配置特性，通過仿真分析了收發(fā)鏈路在不同場景下的幅頻響應和EVM 等參數(shù)特性�？梢钥闯�，收發(fā)鏈路的幅頻響應均滿足各個場景的使用，EVM 惡化也較低，定點算法與浮點算法相匹配，完全滿足工程設計要求。
